模擬信號在時域上是連續的,因此可以將它轉換為時間上連續的一系列數字信號。這樣就要求定義一個參數來表示新的數字信號采樣自模擬信號速率。這個速率稱為轉換器的采樣率(samplingrate)或采樣頻率(samplingfrequency) [2]。可以采集連續變化、帶寬受限的信號(即每隔一時間測量并存儲一個信號值),然后可以通過插值將轉換后的離散信號還原為原始信號。這一過程的精確度受量化誤差的限制。然而,*當采樣率比信號頻率的兩倍還高的情況下才可能達到對原始信號的忠實還原,這一規律在采樣定理有所體現 [2]。在D/A轉換過程中,影響轉換精度的主要因素有失調誤差、增益誤差、非線性誤差和微分非線性誤差。閔行區質量數模轉換器銷售廠

即0111...111到1000 ...000之間的轉換,此時所有電流單元開關都有開/關互換的動作。假設單個電流單元的標準偏差為σ(I),根據統計學原理,可以簡單的求得**差DNL為(2N _1)1/2*σ(I)/IOo。 INL偏差和Unary數模轉換器是一樣的。分段組合由前面的分析可知Unary譯碼方式比二進制權重方式能夠實現更高的精度,但是其數字譯碼電路的復雜性以及功耗在高分辨率的要求下是以2的指數的方式增大,所以變的難以接受。對于更高精度的數模轉換器,一般用兩種方式相結合的方式來實現,即分段組合法方式(Segmented Architecture)。其中MSB部分由Unary方式來實現,達到高分辨率,LSB部分由Binary Weighted方式來實現,以節省Digital部分的面積。崇明區優勢數模轉換器批量定制對于雙極性D/A轉換,理想值為負域滿量程。

在D/A轉換過程中,影響轉換精度的主要因素有失調誤差、增益誤差、非線性誤差和微分非線性誤差。轉換速度轉換速度一般由建立時間決定。從輸入由全0突變為全1時開始,到輸出電壓穩定在FSR±?LSB范圍(或以FSR±x%FSR指明范圍)內為止,這段時間稱為建立時間,它是DAC的比較大響應時間,所以用它衡量轉換速度的快慢 [1]。在滿刻度輸出的條件下,溫度每升高1℃,輸出變化的百分數定義為溫度系數。電源抑制比對于高質量的D/A轉換器,要求開關電路及運算放大器所用的電源電壓發生變化時,對輸出電壓影響極小。通常把滿量程電壓變化的百分數與電源電壓變化的百分數之比稱為電源抑制比。
DAC主要由數字寄存器、模擬電子開關、位權網絡、求和運算放大器和基準電壓源(或恒流源)組成。用存于數字寄存器的數字量的各位數碼,分別控制對應位的模擬電子開關,使數碼為1的位在位權網絡上產生與其位權成正比的電流值,再由運算放大器對各電流值求和,并轉換成電壓值 [1]。根據位權網絡的不同,可以構成不同類型的DAC,如權電阻網絡DAC、R–2R倒T形電阻網絡DAC和單值電流型網絡DAC等。權電阻網絡DAC的轉換精度取決于基準電壓VREF,以及模擬電子開關、運算放大器和各權電阻值的精度。它的缺點是各權電阻的阻值都不相同,位數多時,其阻值相差甚遠,這給保證精度帶來很大困難,特別是對于集成電路的制作很不利,因此在集成的DAC中很少單獨使用該電路 [1]。較好的D/A轉換器的工作溫度范圍在-40℃~85℃之間,較差的D/A轉換器的工作溫度范圍在0℃~70℃之間。

DAC和ADC在一些處理數字信號的應用程序中非常重要。模擬信號的可理解性或者保真性都可以得到改善,通過使用ADC將模擬的輸入信號轉換為數字的形式,然后數字信號再經過“清理”,**終的數字脈沖再通過使用DAC重新轉換為模擬信號。數字量是由一位一位的數碼構成的,每個數位都**一定的權。比如,二進制數1001, 比較高位的權是23=8,此位上的代碼1表示數值1*23=8;比較低位的權是20=1,此位上的,代碼1表示數值1*20=1;其它數位均為0,因此二進制數1001就等于十進制數9。 [1]為了把一個數字量變為模擬量,必須把每一位的數碼按照權來轉換為對應的模擬量,再把各模擬量相加,這樣得到的總模擬量便對應于給定的數據。主要的輸出選項是CMOS(互補金屬氧化物半導體)、LVDS(低壓差分信令),以及CML(電流模式邏輯) [2]。嘉定區智能數模轉換器生產企業
失調誤差(或稱零點誤差)定義為數字輸入全為0碼時,其模擬輸出值與理想輸出值之偏差值。閔行區質量數模轉換器銷售廠
由于實際使用的模擬數字轉換器不能進行完全實時的轉換,所以對輸入信號進行一次轉換的過程中必須通過一些外加方法使之保持恒定。常用的有采樣-保持電路,在大多數的情況里,通過使用一個電容器可以存儲輸入的模擬電壓,并通過開關或門電路來閉合、斷開這個電容和輸入信號的連接。許多模擬數字轉換集成電路在內部就已經包含了這樣的采樣-保持子系統 [2]。1.**儀表促進了更快的ADC速度和更多的通道數與密度,設計者必須評估轉換器的輸出格式,以及基本的轉換性能 [2]。閔行區質量數模轉換器銷售廠
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